Componentes de potencia
En electrónica de señal lo que importa es la ganancia. En electrónica de potencia lo que importa es cuánto calor genera el componente y cómo se saca ese calor. Todo lo demás —elegir el dispositivo, dimensionar el disipador, proteger la conmutación— sale de ahí.
01La familia completa
Algunos ya aparecieron en semiconductores especiales. Acá se los ordena por lo que realmente decide la elección: tensión, corriente y frecuencia de conmutación.
| Componente | Se enciende | Se apaga | Frecuencia | Terreno propio |
|---|---|---|---|---|
| SCR | Pulso de compuerta | Solo, al cruzar por cero | Red (50 Hz) | Rectificadores controlados, arrancadores, control de fase de mucha potencia |
| Triac | Pulso, en los dos sentidos | Solo | Red | Control de fase en alterna hasta unos 40 A |
| Diac | Por tensión (~32 V) | Solo | — | Disparar triacs de manera pareja |
| UJT | Por tensión de emisor | Solo | — | Oscilador de relajación: genera los pulsos de disparo |
| GTO | Pulso positivo | Pulso negativo | Hasta 1 kHz | Tracción ferroviaria, gran potencia con apagado controlado |
| MCT | MOS | MOS | kHz | Tiristor con mando MOS. Prometía mucho; quedó desplazado por el IGBT |
| MOSFET | Tensión de compuerta | Tensión | 10 kHz a 1 MHz | Baja tensión y alta frecuencia: fuentes conmutadas, automotor |
| IGBT | Tensión de compuerta | Tensión | 2 a 20 kHz | Media y alta tensión con conmutación rápida: variadores, soldadoras, inversores |
- UJT — transistor uniunión. Con un R-C forma un oscilador de relajación: el capacitor se carga hasta la tensión de disparo y descarga de golpe sobre un transformador de pulsos. Es la manera clásica —anterior a los microcontroladores— de generar el disparo de un SCR con el ángulo ajustable.
- GTO — tiristor apagable por compuerta. Se apaga con un pulso negativo de corriente grande (hasta un quinto de la corriente de ánodo). Eso resuelve la gran limitación del SCR —que en continua no se apaga solo— a costa de un circuito de mando pesado.
02El IGBT: lo mejor de los dos mundos
Es el componente central de la electrónica de potencia moderna. Su entrada es la de un MOSFET —compuerta aislada, sin consumo permanente— y su salida es la de un bipolar, con la caída baja de una juntura en vez de una resistencia.
En un MOSFET, la RDS(on) crece muy rápido con la tensión que debe soportar: un MOSFET de 600 V tiene una resistencia enorme comparado con uno de 60 V. El IGBT, en cambio, cae 1,5 a 2,5 V casi sin importar la corriente ni la tensión de bloqueo.
Regla práctica: por encima de 300 o 400 V y decenas de amperes, el IGBT gana. Por debajo, y a frecuencias altas, gana el MOSFET.
Al apagarse, las cargas almacenadas en la zona bipolar tardan en recombinarse y queda una cola de corriente de microsegundos. Esa cola, multiplicada por la tensión, es energía perdida en cada conmutación: por eso el IGBT no llega a las frecuencias del MOSFET.
Conmutando 10 A a 20 kHz:
- En 48 V con un MOSFET de 10 mΩ: pérdidas de conducción = 10² × 0,010 = 1 W. Insuperable.
- En 400 V, un MOSFET equivalente tendría del orden de 0,5 Ω: 10² × 0,5 = 50 W. Inviable.
- En 400 V con IGBT de VCE(sat) = 2 V: 2 × 10 = 20 W de conducción, más las pérdidas de conmutación.
El cruce entre las dos tecnologías es exactamente eso: comparar I²R contra V·I.
03El cálculo que no se puede saltear: el térmico
Un componente de potencia no se elige por su corriente máxima de catálogo: se elige verificando que su juntura no supere la temperatura admitida con el disipador que se le va a poner. El circuito térmico se resuelve igual que uno eléctrico: la potencia hace de corriente, la temperatura de tensión y las resistencias térmicas de resistencias.
MOSFET conmutando 15 A con RDS(on) = 17,5 mΩ, en un ambiente de 40 °C.
- Potencia de conducción: P = I²R = 15² × 0,0175 = 3,94 W.
- Sin disipador, con Rja = 62 °C/W (encapsulado TO-220 al aire): Tj = 40 + 3,94 × 62 = 284 °C. Se destruye.
- Con disipador de 3 °C/W, mica de 0,5 y Rjc = 1,5: Tj = 40 + 3,94 × (1,5 + 0,5 + 3) = 40 + 19,7 = 59,7 °C. Perfecto.
- El límite del componente suele ser 150 °C, pero se diseña para no pasar de 100 a 110 °C: la vida útil se acorta a la mitad por cada 10 °C de más.
Y falta sumar las pérdidas de conmutación, que en alta frecuencia pueden superar a las de conducción:
Cuando la hoja de datos dice «50 A», casi siempre es con la cápsula a 25 °C —una condición que no existe en la realidad— y sin considerar la conmutación. La corriente utilizable suele ser la mitad o menos. El número que vale es el que sale del cálculo térmico con el disipador real y la temperatura ambiente real, que en un tablero cerrado al sol puede ser de 60 °C.
04Proteger la conmutación
Toda carga inductiva —relé, motor, bobina de contactor— genera una sobretensión enorme al cortarle la corriente. El diodo en antiparalelo le da camino a esa corriente. Sin él, el transistor se perfora en la primera conmutación. En alterna, el equivalente es el snubber.
100 Ω en serie con 100 nF en paralelo con el dispositivo. Limita el dv/dt —que puede disparar un tiristor solo— y absorbe el pico de tensión de la conmutación. Es obligatorio con cargas inductivas en triacs.
Un tiristor que enciende demasiado rápido concentra toda la corriente en un punto de la juntura y se destruye localmente. Una inductancia chica en serie limita esa velocidad. Los fabricantes especifican el di/dt máximo en A/µs.
Un fusible común no protege un semiconductor: el semiconductor se quema antes. Se usan fusibles gR o aR, caracterizados por su I²t, que debe ser menor que el I²t que soporta el dispositivo. Es la única protección real ante un cortocircuito.
Todas las prácticas de este eje se hacen con transformador de aislación o con fuente de laboratorio de baja tensión. La masa del osciloscopio está unida a tierra: conectarla a un punto vivo del circuito produce un cortocircuito franco. Para medir tensiones entre dos puntos flotantes hace falta una punta diferencial, no dos canales restados.
05Dos circuitos resueltos
Un SCR entre la red de 220 V y una carga resistiva de 44 Ω, disparado a 60°.
- Conduce sólo el semiciclo positivo, y sólo desde 60° hasta 180°.
- Tensión media = (Vp/2π)(1 + cos α) = (311/6,283) × (1 + 0,5) = 74,3 V.
- Corriente media = 74,3/44 = 1,69 A.
- El SCR debe soportar la tensión inversa de pico, 311 V: se elige uno de 600 V, con el margen habitual del doble.
Con disparo a 0° la tensión media sería 99 V, y a 180°, cero: ese es todo el rango de regulación.
Un IGBT conmutando 100 V sobre un motor, con ciclo de trabajo D.
- Tensión media sobre la carga = D × 100 V: con D = 0,6, 60 V.
- Hace falta un diodo volante en paralelo con el motor: cuando el IGBT corta, la corriente de la inductancia sigue circulando por ahí.
- La corriente del motor no se interrumpe: sube y baja alrededor de su valor medio, con un rizado que depende de la frecuencia y de la inductancia.
Ese circuito, con cuatro llaves en puente, es exactamente el variador de velocidad del eje 7 de esta materia.
06En el laboratorio
Con un MOSFET y un IGBT conduciendo la misma corriente continua (5 A) desde una fuente de laboratorio, medir la caída de tensión de cada uno y calcular la potencia disipada. Medir con termómetro infrarrojo la temperatura del encapsulado a los cinco minutos, con y sin disipador. Comparar con el cálculo térmico.
Armar el oscilador de relajación con UJT y un transformador de pulsos, y usarlo para disparar un SCR sobre carga resistiva en baja tensión. Variar el potenciómetro y ver en el osciloscopio cómo se corre el ángulo de disparo. Es el circuito con el que se hacía control de fase antes de los microcontroladores.
Conmutar un relé con un transistor y observar en el osciloscopio la tensión de colector al cortar, sin el diodo (con tensión reducida y un transistor sacrificable) y con el diodo. El pico pasa de cientos de volts a menos de un volt por encima de la alimentación.
Con transformador de aislación y tensión reducida, armar el rectificador controlado del ejemplo y medir la tensión media con multímetro y con osciloscopio para tres ángulos de disparo. Comparar con la fórmula. Repetir con carga inductiva y observar que la corriente ya no se corta en el cruce por cero.
07Errores frecuentes
| Síntoma | Causa habitual |
|---|---|
| El componente se quema aunque «aguanta la corriente» | No se hizo el cálculo térmico: la corriente de catálogo supone condiciones ideales. |
| Se calienta mucho más de lo calculado | Faltaron las pérdidas de conmutación, o la compuerta no se maneja con tensión suficiente y el dispositivo trabaja en zona lineal. |
| El triac se dispara solo con carga inductiva | dv/dt excesivo: falta el snubber. |
| El transistor se destruye al cortar un relé | Falta el diodo volante. |
| El disipador está tibio y el componente hirviendo | Mal contacto térmico: falta grasa, la mica está mal puesta o el tornillo flojo. |
| Un cortocircuito quemó el semiconductor y el fusible quedó entero | Fusible común en vez de ultrarrápido: el I²t del fusible es mayor que el del dispositivo. |
| Un MOSFET de 600 V se calienta muchísimo | A esa tensión su RDS(on) es alta: correspondía un IGBT. |
| El SCR no se apaga nunca | Está alimentado con continua. Hace falta conmutación forzada o un GTO. |
08Autoevaluación
¿Cuál es la diferencia esencial entre un SCR y un GTO?
El SCR sólo se puede encender por compuerta: se apaga cuando la corriente cae por debajo de la de mantenimiento. El GTO también se apaga por compuerta, con un pulso negativo de corriente considerable.
¿Por qué el IGBT desplazó al MOSFET en alta tensión?
Porque la resistencia de conducción de un MOSFET crece muy rápido con la tensión de bloqueo, mientras que el IGBT mantiene una caída de 1,5 a 2,5 V casi independiente. Por encima de 300 o 400 V, el IGBT disipa mucho menos.
Un MOSFET disipa 4 W con Rjc = 1,5, mica 0,5 y disipador 3 °C/W, a 40 °C de ambiente. ¿Temperatura de juntura?
Tj = 40 + 4 × (1,5 + 0,5 + 3) = 40 + 20 = 60 °C. Muy holgado frente al límite de 150 °C.
¿Qué pasa con las pérdidas de conmutación si se duplica la frecuencia?
Se duplican: son proporcionales a la frecuencia, porque cada transición cuesta la misma energía y hay el doble de transiciones por segundo. Es lo que limita la frecuencia máxima de trabajo.
¿Para qué sirve un UJT en electrónica de potencia?
Para armar un oscilador de relajación que genere los pulsos de disparo de un SCR o un triac, con el ángulo ajustable por un R-C. Era la solución estándar antes de los microcontroladores.
Un SCR sobre 220 V disparado a 60°, con carga de 44 Ω: ¿tensión media?
Vmed = (Vp/2π)(1 + cos α) = (311/6,283)(1 + 0,5) = 74,3 V, y la corriente media 1,69 A.
¿Por qué un fusible común no protege un semiconductor?
Porque su energía específica I²t es mucho mayor que la que soporta la juntura: el semiconductor se destruye antes de que el fusible actúe. Hacen falta fusibles ultrarrápidos con I²t menor que el del dispositivo.
¿Qué función cumple el snubber además de proteger?
Limita el dv/dt, es decir la velocidad con que sube la tensión sobre el dispositivo. En un triac, un dv/dt excesivo lo dispara solo aunque no haya pulso de compuerta.
¿Qué es la cola de corriente de un IGBT y por qué importa?
La corriente que sigue circulando algunos microsegundos después de quitar la tensión de compuerta, por las cargas almacenadas en la zona bipolar. Como ocurre con tensión alta, genera pérdidas en cada conmutación y limita la frecuencia de trabajo.
¿Por qué se diseña para 100 °C de juntura si el límite es 150?
Porque la vida útil se reduce aproximadamente a la mitad por cada 10 °C de aumento, y porque hay que dejar margen para el peor caso: verano, tablero cerrado, disipador con polvo, ventilador detenido.